三电平移相全桥直流变换器的变压器直流偏置分析与抑制

电 工 技 术 学 报

TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY

Vol.34 No. 16

Aug. 2019

DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L80487

三电平移相全桥直流变换器的变压器

直流偏置分析与抑制

王瑞田 肖 飞 范学鑫 杨国润 张新生

（海军工程大学舰船综合电力国防科技重点实验室 武汉 430033）

摘要 隔离型中压大容量直流变换器在低开关频率下可能存在直流偏磁问题。针对三电平移相全桥直流变换器拓扑，首先分析中频变压器一次电压谐波含量，结合电压电流双闭环控制策略，推导考虑移相角波动的变压器一次电压直流分量表达式，研究移相角交流分量与一次电压直流偏置分量的关系，再进一步分析控制频率对电压直流分量的影响。建立实验平台进行实验，对比不同控制频率下中频变压器的直流偏置，验证理论分析的正确性。

关键词：直流变换器 中频变压器 直流偏置 移相 中图分类号：TM432

Analysis and Suppression of Transformer DC-Bias for

DC-DC Converter with Three-Level Phase-Shift Full-Bridge Topology

Wang Ruitian Xiao Fei Fan Xuexin Yang Guorun Zhang Xinsheng

（National Key Laboratory of Science and Technology on Vessel Integrated Power System

Naval University of Engineering Wuhan 430033 China）

Abstract In the medium-voltage high-power isolated DC-DC converter with low switching frequency, the challenge arises with the DC-bias problem of the medium-frequency transformer (MFT). Based on the three-level phase-shift full bridge topology, the harmonic voltage of the primary winding in MFT is calculated. Then, considering the voltage-current double close-loop control strategy of the DC/DC converter, the relationship between the DC component of the voltage on the MFT’s primary winding and the fluctuant phase-shift angle of the controller is analyzed, and the effects of the control-frequency on the DC component of the primary voltage are analyzed. An experiment platform was established to compare the DC-bias performances of the MFT under different frequencies. The experimental results validate the DC-bias suppression of the proposed method.

Keywords：DC-DC converter, medium frequency transformer, DC bias, phase shift

学建模及控制器设计[1-2]，较少涉及直流变换器内部隔离变压器的直流偏磁问题。在实际工作过程中，隔离变压器磁路应达到动态的“伏秒平衡”以避免偏磁。若变压器一次电压正负波形对称，则正负半波伏秒值相等，铁心磁工作点以零点为中心沿磁滞回线对称往复运动。若变压器一次电压正负波形不对称，则正负半波伏秒值不等，会使正负半波磁感应强度幅值不同，磁滞回线将偏向第一或第三象限，

0 引言

随着中压直流电能在陆地配电网、舰船综合电力系统等场合的深入应用，大容量直流变换器已成为研究热点。相关文献主要侧重于变换器拓扑、数

国家自然科学基金资助项目（51477180，51707200）。 收稿日期 2018-06-30 改稿日期 2018-10-08

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电 工 技 术 学 报 2019年8月

即形成直流偏磁。隔离变压器铁心直流偏磁可能引起如下不良后果：

（1）过电流保护：变压器磁路饱和，励磁电流急剧增加，触发变压器、IGBT过电流保护，若保护不及时可能损坏功率器件[3-5]。

（2）局部过热：随着变压器励磁电流大幅增加，绕组、铁心和夹件的涡流损耗增加，温度升高，引发局部过热[6-8]。

（3）噪声增大：变压器铁心饱和，谐波分量增加，导致磁滞伸缩加剧，噪声增大[9]。根据文献[10]，2004年5月，贵广Ⅰ回高压直流输电工程的监测记录表明，在750MW单极大地回路运行方式下，当春城站主变压器中性点直流电流达34.5A时，变压器噪声为93.6dB，与发生偏磁前相比增加了19dB。

（4）绝缘受损：严重的直流偏磁可能引起铁心饱和，造成漏磁增加，变压器本身会因此出现振动加剧、局部过热现象，严重时可能造成绝缘受损。

引起变压器伏秒不平衡可能的原因包括[3-4]： （1）直流输入电压波动，中点电位不平衡。 （2）主电路中功率器件导通，饱和压降不同。 （3）控制系统中正弦调制波或三角载波存在直流分量、死区不对称，或者采用窄脉冲抑制等波形校正技术对脉宽进行动态调节时，PWM控制信号正负不完全对称。

（4）由于逆变器在短路保护或关机时采用驱动脉冲瞬时封锁，工作周期不完整。

（5）非线性负载扰动所带来的偏磁。 文献[10-11]在Jiles-Atherton模型基础上建立铁心动态磁滞损耗模型，研究直流偏磁时的励磁电流。文献[12]针对处于直流偏磁工况下的电力变压器，提出一种电路-磁路模型，根据铁心和绕组的空间几何结构，考虑了绕组间的磁链耦合和相线圈的漏磁及铁心涡流效应，得到了时域迭代计算公式，其计算结果能够反映绕组电流的变化趋势，但计算精度仍有待改进。文献[13]通过仿真模型研究了油浸式三相三柱电流变压器在直流偏磁状态下的运行特性，指出直流偏磁时需要考虑油箱对磁路的影响。文献[14]研究了直流电流引起变压器磁路逐渐饱和的暂态过程。现有文献研究重点主要集中于电力变压器的直流偏磁，而对工作于直流变换器内部的中频变压器直流偏磁研究不够深入。由于本文所讨论的中频变压器一次侧输入电压幅值较高，微小的偏差和不对称即会引入直流分量，而大容量决定了一次绕组直流电阻非常小，对偏置电压非常敏感。另

外，较低的开关周期限制了控制器的调节速度。目前较常见的做法是：①在变压器回路中串联隔直电容，基本上可以解决变压器直流偏磁问题，但必须考虑隔直电容耐压、额定电流、体积、质量等因素，不适用于中压大容量变换场合；②检测变压器一次电压或一次电流的直流分量，参与PWM控制信号反馈控制[15]，但受采样精度、控制频率等因素影响较大，适用性与可靠性存在不足。

本文在分析移相全桥直流变换器拓扑的基础上，计算大容量中频变压器的一次电压谐波最佳工作点，通过最小化一次电压总谐波畸变率降低中频变压器工作时的高次谐波含量。针对中频变压器直流偏磁问题，首先在不考虑控制器离散化过程的条件下，分析移相角波动时中频变压器一次电压的直流分量，进而研究控制频率对移相角交流分量及电压直流分量的影响；最后建立了实验平台，验证理论分析的正确性。

1 隔离变压器的一次电压谐波最佳工作点

中压大容量直流变换器主要功能如下：从中压直流母线上获取电能，转化为低压直流为后级低压直流电网供电，输出电压需满足动、静态电能质量要求；输入侧中压直流与输出侧低压直流之间电气隔离。

目前隔离型直流变换器主回路主要包括逆变、隔离变压器，整流、滤波器等部分，根据输入侧拓扑的不同可划分为多级串联拓扑[16]和多电平H桥拓扑[17]两类。其中，多电平H桥拓扑具有器件数量少、体积功率密度高的优势，本文研究针对采用三电平H桥拓扑的直流变换器，大容量三电平中频隔离直流变换器主电路原理如图1所示。图1中，Ud

为变换器输入电压，Q1、Q2为输入、输出直流断路器，VD1、VD2为输入、输出二极管，C1、C2为输

图1 大容量三电平中频隔离直流变换器

主电路原理

Fig.1 Schematic of high-power isolated three-level

DC-DC converter

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入侧支撑电容，功率器件S1～S8及钳位二极管组成了三电平H桥逆变电路，L1、L2为输出侧滤波电感，C为输出侧滤波电容。中压直流电经三电平H桥逆变后成为脉宽可控的交流五电平方波，由中频变压器降压后，依次经过单相不控整流桥、LCL滤波器获得低压直流电。输入二极管VD1能够防止变换器能量回馈至中压直流电网，输出二极管VD2使得各并联变换器之间的输出电压保持相对独立。

图1所示的直流变换器原理中，三电平H桥逆变电路的输出电压uab即为中频变压器一次电压。采用移相控制方式时，三电平H桥逆变电路移相控制下的线电压波形如图2所示[17]。图2中，全控型功率器件的导通角为θ，钳位角γ =π−θ（θ≥γ），相电压ubo滞后uao的角度记为移相角α。

保持导通角θ、钳位角γ 不变，随着移相角α 的增大，uab的有效值相应增加，通过控制移相角α 达到控制直流变换器输出直流电压的目的。

图2 三电平H桥逆变电路移相控制下的线电压波形 Fig.2 Output voltage of three-level H bridge inverter

由图2中所示uao电压波形可知，uao是一个半波对称的奇函数，uao的傅里叶级数表达式为

⎧

⎪⎪uao(ω0t)=

∑

∞

bn_aosin(nω0t)⎨

n=1⎪

⎪2 n=1,3,5,7,… Udnθn⎩

bπn_ao=nπsin2sin2（1）

式中，ω0为三电平H桥开关频率f0对应的角频率；导通角θ 的取值范围为[π/2, π]；移相角α 的取值范围为[0, π]。

由图2可知，ubo比uao滞后α 电角度，则

ubo(ω0t)=uao(ω0t−α) （2）

ubo的傅里叶级数表达式为

⎧∑

∞⎪⎪ubo(ω0t)=

b⎡⎢n⎛⎜ωπ0t−α+⎞⎟+π⎤n_bosin⎥⎨

n=1⎣⎝2⎠2⎦⎪

⎪2 （3） ⎩

bn_bo=Udnπsinnθ2根据

uab(ω0t)=uao(ω0t)−ubo(ω0t) （4）

得三电平H桥输出电压uab傅里叶级数表达式为

⎧∑

∞⎪⎪uab(ω0t)=

b⎡⎛απ0t−+⎞⎟⎤

n_absin⎢n⎜ω⎥⎨

n=1⎣⎝22⎠⎦⎪

⎪⎩

b4 （5） Un_ab=dnθnπsin2sinnα2记第n次谐波分量有效值为Unrms，总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion, THD）可定义为

∞2THD=⎛⎜Unrms⎞⎟ （6）

n∑=2⎝U1rms⎠另根据式（5），可得uab的THD为

⎧⎪πα−10＜α≤γ⎪2θ2α⎪16sin⎪2sin2π(2α−π+θTHD=⎪⎪)⎨−1γ＜α≤θ （7） ⎪16sin2θ2α2sin⎪2⎪⎪π(α−π+2θ)−1θ＜α≤π

⎪⎪⎩16sin2θ2α2sin2式（7）为一个二元非线性函数，采用偏导数求极值法求解THD最小值对应的工作点，得到中频变压器的谐波最佳稳态工作点为：导通角θ =2.635 7，移相角α =2.187 4，此时THD=0.164 2；导通角θ = 2.635 7，移相角α 变化时，uab的THD及基波、3次、5次、7次谐波含量如图3所示，对各次谐波幅值进行了标幺化，基准值为4Ud/π。图3给出了数值仿真结果，与理论分析基本吻合，验证了式（5）、式（7）的正确性。

2 移相角波动时的中频变压器一次电压

在电流连续模式下，直流变换器采用电压、电流双闭环PI控制的控制框图如图4所示，电流断续模式下双闭环PI控制结构相同，不再详细给出[1]。直流变换器输出电压指令值为uoref，与输出电压反馈值uo比较，通过电压环PI调节器后生成电感电

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图3 变压器一次电压THD及各次谐波幅值与

移相角关系

Fig.3 THD and harmonics of primary voltage of

MFHP transformer

图4 直流变换器控制框图

Fig.4 Control strcture of the DC-DC converter

流指令值iLref，与电感电流反馈值iL比较，在电流环PI调节器的作用下得到移相控制信号dα（移相角的占空比形式，dα = α/(2/π)）

，经过变换器主回路模型后得到输出电压，其中2NTUd为PWM比例系数，NT为中频变压器电压比。

为了满足动态指标要求，直流变换器的PI控制器需要较高的控制频率及增益。由于电感电流本身存在一定交流分量，其作为反馈进入电流内环，造成电流内环PI控制器输出的移相角叠加交流分量，本节主要分析移相角叠加交流分量后对中频变压器一次电压的影响。

2.1 移相角波动时中频变压器一次电压谐波计算

闭环控制过程中，电流内环PI控制器根据实时测量到的电感电流反馈值iL计算移相角指令，由于电感电流包含交流分量，移相角必然存在一定范围波动。

为简化分析过程，假设移相角α 仅包含单次频率谐波，记为

α(ωαt)=α0+αmsin(ωαt) （8）

式中，α0为移相角α 直流分量；αm为移相角α 交流分量幅值；ωα为移相角α 交流分量角频率，ωα =

2πfα，fα为移相角α 交流分量频率。

uao(ω0t)不随α(ωαt)变化，但ubo(ω0t)随α(ωαt)

变化，造成uab(ω0t)随α(ωαt)变化。将式（8）代入式（3），可知

⎧∞⎪⎪u∑

⎧bo(ω0t)=b⎡π⎤π⎫n_bosin⎨n⎢ω0t−α0−αmsin(ωαt)+⎨

n=1⎩⎣2⎥⎦+2⎬

⎭ ⎪

⎪2Ud⎩

bn_bo=nπsinnθ2（9）

根据式（1）、式（4）和式（9）可以计算得到

中频变压器一次电压uab(ω0t,ωαt)。

不考虑相位关系，uab(ω0t,ωαt)涉及函数

g(ω0t,ωαt,n)=sin{n[ω0t+αmsin(ωαt)]} （10）

选取参数：Ud=4 000V，θ =2.635 7，f0=1kHz，

α0=2.187 4，αm=0.125 7，根据式（2）和式（3），通过数值方法对ubo(ω0t,ωαt)进行快速傅里叶变换 （Fast Fourier Transform, FFT）分解，得到其频谱如图5a所示，图5b为谐波频率f -谐波幅值UM_bo二维平面。

（a）三维图

（b）f -UM_bo二维平面

图5 ubo的谐波频谱与移相角交流分量的关系 Fig.5 Relationship between harmonics frequcncy spectrum of ubo and AC components of phase-shift angle

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2.2 移相角波动时中频变压器一次电压的直流分量

分析式（10）中函数g(ω0t,ωαt,n)基本特征。若ωα=2kω0（k =1,2,3,4,…）

，式（10）可写为 g(ω0t,ωαt,n)=sin{n[ω0t+αmsin(2kω0t)]}=sin{n[ω0t+2αmsin(kω0t)cos(kω0t)]}

（11）

由式（11）可知，g(ω0t)=g(ω0t+2π)；g(ω0t)= −g(−ω0t)；g(t=0)=0。

因此，当ωα=2kω0时，g(ω0t,ωαt,n)为周期对称的奇函数，则ubo(ω0t,ωαt)的交流分量仅包含1, 3, 5, 7,…次谐波。直流分量为零，而uao(ω0t)直流分量为零，此时uab(ω0t,ωαt)的直流分量为零。

若ωα=2kω0（k =1, 2, 3, 4,…）不成立，则uab

可能存在直流分量。选取参数：Ud=4 000V，θ =

2.635 7，

f0=1kHz，α0=2.187 4，根据式（1）～式（3），通过数值方法计算得到uab(ω0t,ωαt)直流分量UDC_ab与移相角交流分量幅值αm、频率fα 的关系如图6a

所示，图6b为fα -UDC_ab曲线的二维平面。

（a）三维图

（b）频率fα -直流分量UDC_ab二维平面

图6 uab的直流分量与移相角交流分量的关系 Fig.6 Relationship between DC components of uab with

different AC components of phase-shift angle

由图6可知，移相角交流分量频率fα 不变时，

随着移相角交流分量幅值αm增加，uab(ω0t,ωαt)直流分量UDC_ab绝对值增大；αm不变，且移相角交流分量频率fα 为f0、3f0、5f0倍时，uab(ω0t,ωαt)直流

分量UDC_ab绝对值较大。

uab(ω0t)的第n次谐波un_ab(ω0t)为

un_ab(ω0t)=

bn_aosin(nω0t)−bn_bosin{n[ω0t−α0+αmsin(ωαt)]}

（12）

记三电平H桥开关频率f0对应的开关周期为T，un_ab(ω0t)在长度为MT（M为正整数）的时间窗口内平均值Un_DC为

UMT

n_DC=

1

MT∫0

un_ao(ω0t)dt−

bn_boMT

∫MT

0

sin{n[ω0t−α0+αmsin(ωαt)]}dt

（13）

函数F(αm)=sin{n[ω0t−α0+αmsin(ωαt)]}在αm= 0处的1阶泰勒公式为

F(αm)=sin[n(ω0t−αo)]−

αmncos[n(ω0t−αo)]sin(ωαt)+o(αm2

)（14）

忽略高阶小项，将式（14）代入式（13），nω0=ωα时，Un_DC为

Unbn_boαm

n_DC=

2MT

⋅⎧⎪⎨

cos(nα0)−cos[(nω0+ωα)MT−nα0]⎪⎩nω+MTsin(nα⎫⎪

0)⎬0+ωα⎪⎭

（15）

nω0≠ωα 时，Un_DC为 Uαm⎧⎪cos(nα0)−cos[(nω0+ωα)MT−nα0]n_DC=

nbn_bo2MT⎨

⎪⎩

nω0+ω−αcos(nα0)−cos[(nω0−ωα)MT−nα0]⎫

⎪nω⎬

0−ωα⎪⎭

（16）

上述理论计算与数值计算结果对比如图7所示，二者基本吻合，验证了理论计算的正确性。

对于稳态时的中频变压器一次电压直流分量，假设移相角波动幅值、频率特性保持一致，令M→∞，式（15）、式（16）变形为

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（a）αm=0 （b）αm=0.02π

（c）αm=0.04π （d）αm=0.06π

图7 uab直流分量计算值

Fig.7 Analytical results of DC components of uab

⎧U⎪

nbn_boαm

sin(nαn_DC=⎨0)nω0=ωα （17） ⎪2

⎩

0nω0≠ωα结合式（3）中bn_bo的表达式，uab(ω0t,ωαt)直流分量UDC_ab为

UUDC_ab=

dπsinnθ2

sin(nα0)αmωα=nω0 （18）

式中，n=1, 3, 5, 7,…。

由上述分析可知，移相角波动会使中频变压器一次电压uab产生直流分量，此直流分量对直流变换器稳态性能的影响主要分为两个方面：

（1）中频变压器直流偏磁。由于大容量中频变压器的一次绕组直流电阻较小，uab直流分量产生直流励磁电流，引起变压器铁心偏磁，增大变压器损耗和空气噪声。

（2）三电平H桥中点电位波动。uab直流分量导致支撑电容中点电流正负半波不再对称，引起中点电位波动[17]，导致功率器件两端电压大于设计值（Ud/2）

，严重时可能威胁功率器件的安全。 综上，由移相角波动引起的中频变压器一次电压的直流分量可能严重影响直流变换器的稳态性能，需要研究相应的抑制措施。

3 控制频率对移相角交流分量的影响

记变流器控制器控制周期为Tc，控制频率fc，则电流内环PI控制器输出移相角指令dα 的更新频

率是fc。图8a给出了在单个开关周期dα 产生两次

波动时uab的波形示意图，图8中，dα 的波动值为Δdα ，uab的正负半波不再对称，在当前周期内的平均值为

(ΔdUαT+ΔdαT)d

2T

=Ud

Δdα （19）

式（19）即为当前周期的直流分量，在多个周期内直流分量的持续作用下，变压器将会产生严重

的直流偏磁。图8b给出了控制频率fc=f0时uab的波形示意图，图8中，dα 每隔时间周期T更新一次，即在此单个周期间隔内可以认为移相角指令固定不

变，则uab直流分量为零，循环往复，在每个控制周期内uab的直流分量均为零，因此，控制频率fc＞f0时移相角波动可能引起uab直流分量，控制频率fc=f0时移相角波动不再引起uab直流分量。

（a）控制频率fc＞f0

（b）控制频率fc=f0

图8 不同控制频率时uab的波形示意图

Fig.8 Waveforms of uab with different control frequency

4 实验验证

由上述分析可知，对于大容量三电平移相全桥

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直流变换器，为了抑制中频变压器的直流偏磁，需要使控制频率等于开关频率，即fc=f0。本节给出不同控制频率下直流变换器的直流偏置，以验证上述理论分析的正确性。建立实验平台，主要包括直流电源、变换器样机、负载及其附属监控、辅助供电、水路循环等设备。直流变换器的主电路拓扑如图1所示，外形如图9所示，主要指标：输入电压4kV，输出电压710V，开关频率1kHz，双闭环PI控制。

图9 直流变换器样机

Fig.9 Prototype of DC-DC converter

4.1 控制频率为10倍开关频率

实验工况：变换器输入电压4kV，输出电压710V，输出电流230A，电阻负载。测量得到实验波形如图10所示。图10a为输出电压uo波形，稳态电压708.8V，在稳态电压变化范围（660～717V）内，纹波峰峰值25.4V，满足纹波指标4%的要求。图10b为变压器一次绕组电流iT1波形，

由于变压器磁路饱和，一次绕组电流出现严重畸变，正向电流峰值129A，负向电流峰值−304.7A，有效值96.9A，随着负载增加，绕组电流峰值将进一步增大。若变压器饱和程度进一步加深，可能触发变压器一次绕组过电流保护。图10c为变压器一次电压uT1（uT1= uab）波形，由细节波形可知，三电平H桥中点电位波动达到123.2V；由于变压器绕组电阻为mΩ 级，

（a）输出电压uo

（b）变压器一次电流iT1

（c）变压器一次电压uT1

（d）变压器励磁电流im—磁链ψ 曲线

图10 控制频率为10倍开关频率时变流器的稳态性能 Fig.10 Experimental results of DC-DC converter in

steady status when fc=10 f0

一次绕组电压直流分量幅值较小，而测量系统使用的高压差分探头精度有限（标称精度±2%），因此一次绕组电压直流分量难以通过高压差分探头直接测量得到。图10d为变压器励磁电流im—磁链ψ曲线，变压器磁链ψ 根据一次绕组电压积分得到，由波形可知，变压器处于严重饱和状态。 4.2 控制频率等于开关频率

实验工况：变流器输入电压4kV，输出电压710V，输出电流400A，电阻负载。测量得到实验

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波形如图11所示。图11a为输出电压uo波形，稳态电压709.6V，在稳态电压变化范围（660～717V）内，纹波峰峰值24.3V，满足纹波指标4%的要求。图11b为变压器一次绕组电流iT1波形，

正向电流峰值162.7A，负向电流峰值−164A，有效值119.6A，正负半波对称。图11c为变压器一次电压uT1波形，由细节波形可知，三电平H桥中点电位波动范围在0～31.5V内。图11d为变压器励磁电流im—磁链ψ 曲线，由波形可知，变压器磁路工作正常。 在两种不同控制频率作用下变流器的稳态性能

对比见表1。对比可知，fc=10f0时，变流器输出电压满足稳态性能指标要求，但是存在明显的中点电

（a）输出电压uo

（b）变压器一次电流iT1

（c）变压器一次电压uT1

（d）变压器励磁电流im-磁链ψ 曲线

图11 控制频率等于开关频率时变换器的稳态性能 Fig.11 Experimental results of DC-DC converter in

steady status when fc=f0

表1 两种不同控制器作用下的变流器稳态性能对比 Tab.1 Steady performance of DC-DC converter with in

different controllers

参数 fc=10f0

fc=f0

稳态输出电压/V 708.8 709.6 纹波峰峰值/V

25.4 24.3 一次绕组

175.7 1.5 电流正负向电流差值的峰值/A

二次绕组11.6 8.4 励磁电流

140.0 5.5 三电平H桥中点电位波动/V

123.2 31.5

位波动范围大、变压器直流偏磁及磁路饱和现象； fc=f0时，变流器在稳态时适当降低控制频率，在满足稳态性能指标同时，解决了fc=10f0时变压器直流偏磁及磁路饱和、中点电位波动范围大的问题。

5 结论

1）研究了三电平H桥输出电压的谐波特征，通过谐波最佳稳态工作点的选取，降低中频变压器

工作时高次谐波含量，进而降低高次谐波分量引起变压器的铜耗、铁耗、空气噪声。

2）分析了移相角波动时中频变压器一次电压的直流分量，指出移相角波动会使得中频变压器一次电压产生直流分量，造成中频变压器直流偏磁、三电平H桥中点电位波动，从而恶化直流变换器稳态性能。

3）分析及实验结果表明，控制频率fc等于开关频率f0时，移相角波动不再引起中频变压器一次电压的直流分量。

4）对于低开关频率的大容量直流变换器，若选择控制频率等于开关频率，虽然解决了稳态时中频变压器直流偏置问题，但是有限的控制系统带宽可

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王瑞田等 三电平移相全桥直流变换器的变压器直流偏置分析与抑制 3353

能影响变换器动态性能，因此需要进一步研究能够实现直流变换器优异动静态性能的复合控制策略。

参考文献

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作者简介

王瑞田 男，1987年生，助理研究员，研究方向电力电子与电力传动。

E-mail: wangrt4321@163.com

肖 飞 男，1977年生，教授，研究方向大容量电力电子与电力传动。

E-mail: xfeyninger@gmail.com（通信作者）

（编辑 陈 诚）